RF 接收機測試：靈敏度的底線 (NF) 與相位雜訊的威脅 (Reciprocal Mixing)

Sonya
21小时前
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如果說發射機 (TX) 測試的核心是關於「克制」（管理 PA 的非線性以避免干擾他人），那麼接收機 (RX) 測試的核心就是關於「生存」（在惡劣的電磁環境中分辨出微弱的目標訊號）。

接收機的終極任務，是從一個充滿雜訊和強大干擾的「海洋」中，可靠地「釣」起那條微弱到幾乎不可見的「魚」——即有用的數據訊號。

這場生存之戰主要有兩個敵人：

系統的「背景雜訊」：由系統自身熱雜訊產生的、不可避免的雜訊基底。
強大的「鄰居」：在鄰近頻率上運行的、功率可能強上數百萬倍的干擾訊號。

這兩個敵人，分別由兩個關鍵的 RF 指標來量化和對抗：雜訊指數 (Noise Figure, NF) 和相位雜訊 (Phase Noise)。

靈敏度的絕對底線：雜訊指數 (Noise Figure, NF)

靈敏度 (Sensitivity) 是衡量接收機「聽力」有多好的指標，它定義了接收機在保持特定數據錯誤率（如 BER, PER）的前提下，所能可靠解調的「最微弱訊號功率」。

是什麼決定了這個「最微弱」的極限？答案是雜訊。

雜訊基底 (Noise Floor)

任何在絕對零度以上運作的電子元件（電阻、電晶體），其內部的電子都會進行隨機熱運動，從而產生一個不可避免的、微弱的背景雜訊，即熱雜訊 (Thermal Noise)。

這個熱雜訊構成了一個「雜訊基底」(Noise Floor)。如果一個輸入訊號的功率（即訊噪比, SNR）低於這個基底，它就會被徹底淹沒，在物理上變得無法與雜訊區分。

雜訊指數 (NF) 的真正含義

接收機本身（由 LNA、混頻器、濾波器等組成）在處理訊號時，也會增加其自身的熱雜訊。雜訊指數 (Noise Figure, NF) 這個指標，並不是用來衡量一個元件「有多少雜訊」，而是用來衡量它在處理訊號時，「額外增加了多少雜訊」。

一個更精確的、非公式化的定義是：NF 是一個元件或系統使訊噪比 (SNR) 惡化的程度。

一個「理想」的、沒有雜訊的放大器，其 NF 為 0 dB。如果一個 SNR 為 30 dB 的訊號進入，其輸出訊號的 SNR 仍然是 30 dB。
一個「真實」的放大器，其 NF 為 2 dB。如果一個 SNR 為 30 dB 的訊號進入，其輸出訊號的 SNR 將惡化為 28 dB。

這 2 dB 的 SNR 損失是永久性的，無法被後續的任何增益所彌補。

級聯雜訊：LNA 的決定性地位

在一個典型的接收機鏈路中（天線 -> LNA -> 濾波器 -> 混頻器...），鏈路中第一個主動元件——低雜訊放大器 (Low Noise Amplifier, LNA)——的 NF 表現，幾乎決定了整個系統的最終靈敏度。

這源於「級聯雜訊」的原理：

LNA 自身會產生一點雜訊（由其 NF 決定）。
LNA 不僅會放大輸入的「有用訊號」，也會放大輸入的「背景雜訊」，同時還會放大 LNA 自己的雜訊。
這個被 LNA 放大過的「總雜訊」，會被傳遞到鏈路的第二級（例如混頻器）。

混頻器自己也有雜訊（NF 很高），但它所增加的雜訊，與那個已經被 LNA 顯著放大的「總雜訊」相比，幾乎可以忽略不計。

這意味著，系統的總 NF 主要由第一級 LNA 的 NF 決定。這就是為何在 RF 系統設計中，不惜一切代價（包括成本、功耗）也要在天線後端使用性能最好的 LNA。

量測策略：Y-Factor 法

NF 是接收機的關鍵指標，其量測方法（Y-Factor 法）非常獨特。它使用一個經過校準的「雜訊源」，該雜訊源可以在「冷」（僅輸出背景熱雜訊）和「熱」（輸出一個已知的、更高的雜訊功率）兩種狀態間切換。

透過量測接收機在「熱」狀態下的輸出功率，與在「冷」狀態下的輸出功率之間的「比值」(Y-Factor)，測試儀器（如雜訊指數分析儀或頻譜分析儀）就能反推出接收機在處理訊號過程中「額外增加」了多少雜訊，從而精確計算出 NF。

隱形的殺手：相位雜訊 (Phase Noise)

如果說 NF 決定了接收機在「安靜」環境中的極限聽力，那麼相位雜訊 (Phase Noise) 則決定了接收機在「嘈雜」的現實世界中（即存在強干擾時）的生存能力。

什麼是相位雜訊？

在接收機中，有一個至關重要的元件叫做本地振盪器 (Local Oscillator, LO)。它如同系統的「心跳」或「節拍器」，產生一個超高穩定度的參考頻率。接收機利用這個 LO 訊號與輸入的 RF 訊號進行「混頻」(Mixing)，從而將高頻的 RF 訊號「搬移」到低頻的基頻 (Baseband) 進行解調。

一個「理想」的 LO，會在一個單一、完美的頻率上產生所有能量（在頻譜儀上是一條無限細的譜線）。
一個「真實」的 LO，其「心跳」會存在微小的、隨機的「抖動」(Jitter)。

這種時域上的「抖動」，在頻域上會導致 LO 的能量從單一譜線「洩漏」或「擴散」出去，在主頻率周圍形成一個「雜訊裙擺」(Noise Skirt)。這就是相位雜訊。

相位雜訊的危害是雙重的，它既能「污染」自己的訊號，也能「引入」別人的干擾。

危害一：直接的 EVM 惡化（污染自身訊號）

現代通訊（如 64-QAM 或 256-QAM）不僅依賴幅度資訊，更依賴精確的「相位」資訊來編碼數據。

當接收機使用一個「抖動」的 LO（即高相位雜訊）去解調訊號時，這個 LO 的「不穩定性」會被直接「轉嫁」到解調下來的基頻訊號上。

在星座圖上，這種影響表現為所有點的「旋轉性塗抹」(Rotational Smear)。每個點不再是清晰、緻密的，而是沿著圓周方向「散開」成一個小小的圓弧。這種「塗抹」直接增加了誤差向量幅度 (Error Vector Magnitude, EVM)，限制了系統所能支持的最高調變階數，從而降低了數據吞D吐量。

危害二：交互混頻 (Reciprocal Mixing) — 現實的噩夢

這是相位雜訊最陰險、最具破壞性的影響，也是 RF 領域最關鍵的概念之一。

場景設定：

目標訊號：一個極度微弱的 5G 訊號（例如 -110 dBm），位於 3550 MHz。
干擾訊號：一個功率極強的「鄰居」訊號（例如 -30 dBm），可能來自隔壁的廣播塔或雷達，位於 3560 MHz（僅 10 MHz 頻偏處）。
接收機 LO：為了接收 3550 MHz 訊號，LO 被設定在（例如）3500 MHz。

混頻過程： 接收機天線會「同時」接收到微弱的目標訊號和強大的干擾訊號。儘管有濾波器，但這個強干擾訊號（-30 dBm）仍然會進入混頻器。

現在，混頻器開始工作，它將「所有」輸入訊號與 LO 相乘。

致命的交互作用發生了：

LO 並不完美：這個 3500 MHz 的 LO 存在相位雜訊，其「雜訊裙擺」在 10 MHz 頻偏處（即 3510 MHz）仍然存在一定能量。
混頻的數學：混頻器會將強干擾訊號（3560 MHz）與 LO 的「雜訊裙擺」部分（3510 MHz）相乘。
結果：3560 MHz - 3510 MHz = 50 MHz。

（修正思路，換個更直觀的 LO 例子）

更正，更直觀的解釋：

場景設定：

目標訊號 (A)：微弱，位於 3550 MHz。
干擾訊號 (B)：極強，位於 3560 MHz。
LO (C)：設定在 3550 MHz（簡化為零中頻接收機, Z-IFR），以「鎖定」目標訊號。

混頻過程：

LO (C) 並不完美：它在 3550 MHz 有一個主峰，但在其周圍有「相位雜訊裙擺」。
強干擾訊號 (B) 進入：這個位於 3560 MHz（即 10 MHz 頻偏處）的強干擾訊號，會「遇到」LO 在 10 MHz 頻偏處的「雜訊裙擺」。
交互混頻：混頻器會將這個強干擾訊號 (B)，與LO 的雜訊裙擺 (C) 進行混頻。

其結果是，強干擾訊號 (B) 的功率，「複製」了 LO 的雜訊裙擺特性，並將其「搬移」到了目標訊號 (A) 所在的基頻上。

換句話說：LO 的相位雜訊，「借用」了強大鄰居的能量，在目標訊號所在的頻率上「憑空」製造出了新的、壓倒性的雜訊。

這個微弱的目標訊號，並沒有被干擾訊號「直接」蓋過，而是被這個「交互混頻」產生的新雜訊所淹沒。這就是 Reciprocal Mixing（可譯為交互混頻或互易混頻）。

結論：NF 與相位雜訊的權衡

NF 和相位雜訊共同定義了接收機的性能邊界。

Noise Figure (NF) 決定了系統的「絕對靈...敏度」。在一個「萬籟俱寂」的理想實驗室環境中，NF 是唯一的限制因素。它設定了接收機「聽力」的物理底線。
Phase Noise 決定了系統的「動態範圍」。在「車水馬龍」的擁擠現實世界中，相位雜訊決定了接收機能在多強的干擾訊號「隔壁」倖存下來。

一個低 NF 的 LNA，能讓接收機「聽」到最微弱的聲音；而一個低相位雜訊的 LO（通常意味著昂貴的振盪器，如 OCXO），則能讓接收機在「最嘈雜」的環境中，仍然能「聽懂」那個微弱的聲音。RF 測試的任務，就是精確地量化這兩個維度的極限。